北京永光高特微电机有限公司
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PAM调制方式下高速无刷直流电机非导通相续流抑制方法研究

来源:北京永光高特微电机有限公司作者:李利网址:http://www.yggtwdj.cn浏览数:5485

摘  要:针对基于降压斩波(Buck)变换器PAM调制方式下高速无刷直流电机由于换相点滞后产生的非导通相续流问题,分析了其产生原因并提出了一种基于DSP的软件超前换相的补偿方法。通过DsP实时计算补偿了无刷直流电机由于霍尔信号低通滤波、霍尔传感器的安装位置误差及中断延迟所造成的换相滞后角,消除了换相点滞后,抑制了非导通相续流。

0  引  言

   磁悬浮控制力矩陀螺(MSCMG)作为空间站等长期运行大型航天器姿态控制的关键执行机构,具有大力矩输出、小体积、低重量、低功耗、低振动、无摩擦、高转速、长寿命等优点,在高精度大型航天器上具有广阔的应用前景。磁悬浮控制力矩陀螺系统由高速转子系统、磁轴承系统和框架系统组成。在输出力矩一定的情况下,提高转子额定转速,可以减小陀螺的体积和重量,而转子转速越高必然给其驱动电机带来越大的损耗。为了减小电机定子铁耗,高速无刷直流电机定子采用无槽绕组结构,这样电枢电感非常小。小电枢电感高速电机三相六状态全桥驱动电路采用PWM调制会产生大的高频电流PWM谐波,从而产生相应的铁损、铜损、电流集肤效应、谐波脉动转矩以及附加PWM开关损耗等。若采用半桥PWM调制还会产生非导通相续流。文献[2—3]从PWM调制方式角度出发提出了续流抑制方法,但无法消除高频电流PWM谐波。文献[4]采用基于Buck变换器PAM调制方式的电机驱动电路来抑制

转矩脉动,但仅讨论了电机低速下导通区间和换向期间电机转矩脉动。为了抑制小电枢电感高速电机的高频电流PWM谐波,系统采用基于Buck变换器PAM调制方式的电机驱动电路。实验中高频电流PWM谐波得到了很好的抑制。但实验中发现电机工作在高速时,电机绕组电流出现了大的非导通相续流,同时导通相绕组电流关断前出现了大的电流尖峰。本文分析了基于Buck变换器的高速无刷直流电机控制系统出现上述问题的理论原因。其表现为数控系统的换相点滞后(换相是在霍尔信号上升、下降沿触发的中断中通过查询换相表来实现的),并分析了引起换相滞后的系统原因。针对本问题,提出了基于DSP的软件补偿方法,消除了换相滞后,抑制了非导通相续流及其引起的导通相绕组电流关断前电流尖峰,抑制了电机转矩脉动和铁耗,从而提高了电机效率。

1基于Buck变换器的无刷直流电机非导通相续流原理分析

1.1  非导通相续流原理分析

   本文研究的基于Buck控制技术的小电枢电感高速无刷直流电机拓扑如图1所示。通过控制Buck变换器功率开关管的占空比大小来调节直流母线电压V,而后部的三相逆变器仅仅起换相作用,不用进行调制。Vo=Vin•η式中,Vin为Buck电路输入端电压;η为Buck电路开关管的占空比;Vo为直流母线电压。

 

图1  基于Buck变换器的无刷电机主电路

图2是高速电机工作在25 000 r/min时电机A相绕组电流。可以明显看到绕组中出现了大的非导通相续流及绕组关断前电流尖峰。

   图2  电机A相绕组电流(25 000 r/min)

   针对图2所示的非导通相续流,以A相绕组处于非导通相区间为例,在一个电周期内A相绕组的非导通区间为: 非导通区间三相绕组端电压分别可以写为下列形式: (1) (2)Ua=ea+UN    (3)   式中,Ua、Ub、Uc为对应相端电压;UN为三相绕组中线电压;Uvo为Buck电路输出电压值;L为自感与互感之差。

   当电流从B相流向C相,Ub=Uvo,Uc=0,ib=一ic;当电流从C相流向B相,Ub=O,Uc=Uvo,ib=一ic。上述两种情况下将式(1)、式(2)相加可得: Uvo=2UN+eb+ec    (4)  由式(4)得:  (5)

将式(5)带入式(3)得: (6)

   考虑研究对象的反电动势为理想梯形波(平顶为120个电角度且Ea=Eb=Ec=E),取一个电周期进行分析,如图3所示。

    图3三相绕组梯形波反电动势

设电机系统在图3所示理想换相点 处有:Ua=Uvo  (7)此时为绕组中出现正向导通前反向续流临界点。由图3知在理想换向 处有:eb+ec=0    (8) 将式(7),式(8)代入式(6)得:  (9)式中, 为A相绕组在理想换相点 处反电动势。

   若电机系统滞后理想换相点 处换相,则由图3知此时:eb+ec<O    (10) 将式(9)、式(10)带入式(6)有:    U>Uvo   (11)

   由式(11)知当电机系统滞后理想换向点 处换向时,从理想换相点 处到真实换相点处,A相端电压大于Buck变换器输出电压V,电流从A相上半桥臂的反向二级管通过C、A相反向续流,造成如图2所示的A相绕组正向导通前的反向续流。

   同理,设电机系统在如图3所示理想换相点 处换相有:    Ua=o    (12)

   此时为绕组电流出现反向导通前正向续流的临界点。又由图3知在理想换相点处有:eb+ec=O    (13)

将式(12),式(13)代入式(6)得: (14) 式中,e为A相绕组在理想换相点 处的反电动势。

   若电机系统滞后理想换向点 处换相时,则由图3知此时: eb+ec>O    (15)  将式(14)、式(15)带人式(6)有:

   Ua<O    (16)

   由式(16)知当电机系统滞后理想换相点 处换相时,从理想换相点 处到真实换相点处,A相端电压小于参考地电压,电流从A相下半桥臂的反相二级管通过A、C相反向续流,造成如图2所示的A相绕组反向导通前的正向续流。

   通过上述分析知换相点滞后正是引起本文研究对象非导通相续流的原因。

1-2  导通相关断前产生绕组电流尖峰的原理分析

   如图3所示,绕组电流除了出现大的非导通相续流外,在导通相关断前还产生了电流尖峰。

   分析如图1拓扑所示的由Buck逆变器调压、三相桥换向的控制方法可知,三相绕组电流相差为120°(电角度)。设A相超前B相120°,B相超前C相120°,且设C相处于非导通相续流状态。由图2实验波形可设B相电流Ib=一I,C相反相续流电流为Ic=一I(I,I同号)。因为电机为星形接法,Ia+Ib+Ic=O,则Ia=I+I。如图2示,非导通向续流电流是以尖峰形式出现,所以A相中出现关断前电流尖峰。因此消除非导通相续流,也能消除导通相关断前的绕组电流尖峰。

2  换相点滞后的系统原因

   通过上节分析知,非导通相续流是由于换相点滞后引起的。而换相点滞后主要由霍尔信号RC滤波、中断延迟、霍尔传感器安装位置误差等原因引起。

高速电机系统是利用霍尔信号进行换相的。霍尔信号是由霍尔传感器给出,而埋在高速电机定子中的霍尔传感器处于高磁场强度的陀螺房中,这给霍尔信号带来很大的高频毛刺,必须进行滤波处理。本文控制系统中选用的是RC滤波。RC滤波后的霍尔信号经过施密特触发器进行整形,DSP以整形后的霍尔信号的上升下降沿作为中断信号进入中断服务程序进行换相。由于施密特触发器有一定的临界触发电压,处理后的霍尔信号上升沿和下降沿与真实霍尔信号的上升沿和下降沿有一定的时间误差,如图4所示。

 图4 Rc滤波、施密特触发器整形后霍尔信号与真实霍尔信号对比图(测试条件为25 000r/min)

   上图中施密特触发器整形后的霍尔信号滞后真实霍尔信号17.85μs而高速电机运行在25 000 r/min时换相周期为200μs。在此转速下17.85μs引起换相滞后角(电角度)为5.355°。可见霍尔信号经滤波处理引起的换相点滞后在高速下是不可忽略的,必须通过补偿将其消除。

   本文研究的控制系统是以霍尔信号的上升沿和下降沿为中断触发信号,在中断服务程序中通过换向表查询进行换相。由实验知,从霍尔信号进入DSP外设口到中断响应有一定的硬件延迟。同时换向表查询及功率管的响应也造成一定的换向延迟。

   由于加工工艺的影响,霍尔传感器的安装位置并不是严格超前反电动势30°,有可能滞后也有可能超前。这方面的静态误差可以通过标定消除。通过测量真实霍尔信号和绕组反电动势的相差就可以标定霍尔传感器的安装误差。

3软件超前换相抑制非导通相续流

3.1滞后角计算

   为了解决换相点滞后带来的问题,本文提出了一种软件超前换相的方法。而如何确定换相点的滞后角就成了本方法的关键问题。

   由于中断延迟,霍尔传感器安装误差都是静态误差,可以通过测量获得由这两个原因引起的换向滞后角。霍尔信号经过RC滤波、施密特触发器整形产生的动态误差就成了确定换向滞后角的关键。霍尔信号为方波信号,将霍尔信号按傅里叶级数形式展开为: 式中,f为霍尔信号频率(Hz);A为霍尔信号为高时的幅值。    

   霍尔信号每一个正弦分量通过RC低通滤波器的电压放大倍数为: 利用Madab算出每个正弦分量的输出,根据式(13)算出霍尔信号经过RC滤波后输出量U(t)。设施密特触发器的触发电压为Us,令Us=U(t),利用Matlab算出各个转速下的霍尔信号经过RC滤波后达到触发电压的时间并转化为电角度,通过Matlab拟合出RC滤波滞后角与电机转速的关系式。

   系统滞后角为中断延迟滞后角、安装误差角、RC滤波滞后角三者之和。

3.2软件实现滞后角补偿

   软件补偿滞后角是通过在DSP程序中将换相点提前以补偿滞后角来实现的。本文所研究的高速电机是以霍尔信号为中断触发信号,所以在中断服务程序只能进行中断延时,而不能进行中断超前。为了实现超前换向就必须在换相表中将换相顺序向前推一位(60°电角度),并在CAP中断到来后推迟相应电角度(60°电角度减去滞后角)进行换相,推迟时间用事件管理器定时器周期值表示,并在定时器周期中断中换向。程序流程图如图5所示。

4仿真及实验结果

   仿真及实验用的高速无刷直流电机参数为;电枢绕组电阻R绕组R=O.5 Ω,电枢绕组电感为L绕组=10μH。Buck模块的参数为:续流电感Lf=1.2 mH,稳压电容Co=4.7μF,开关频率为40 kHz。图6为利用Matlab的Simulink仿真模块仿真得到的无软件换相补偿时电机高速运行时的绕组电流波形(仿真条件为换相滞后8个电角度)。图7为仿真得到的采用本文提出的软件超前换相方法后电机高速运行时的绕组电流波形。由图7知在仿真条件下换相滞后角得到补偿后,非导通相续流及绕组电流关断尖峰得到很好的抑制。

 图5  软件超前换相程序流程图

   图6无软件换相补偿时仿真得到的电流波形

   图7  软件换相补偿时仿真得到的绕组波形

 采用DSPTMS320F2812为控制器,在高精度、轻小型磁悬浮控制力矩陀螺高速无刷直流电机实验平台上,应用文中提出的软件超前换相补偿换相滞后角的方法进行了实验,并与无换相补偿的实验结果进行了对比。图8,图9分别为在4 Pa真空度条件下,用示波器测得的高速电机升速到25 000 r/min转速下无软件换相补偿和有软件换相补偿的绕组电流波形。比较两者可知:在高速下通过换相补偿使得无刷直流电机由换相滞后引起的非导通相续流及导通相关断前绕组电流尖峰得到了很好的抑制。通过非导通相续流及导通相关断前绕组电流尖峰的抑制,很好地消除了电机的转矩脉动。由于非导通相续流提供的是负力矩,通过消除反向续流能够降低电机功耗,提高电机效率。采用软件补偿的方法,电机升速到25 000 r/min时电机平均功耗从无软件补偿的11.8 W降到10.9 W,电机平均效率从78%提高到84.4%,电机最大瞬时功耗从22.1 W降到14.3 W,提高了电机运行的稳定度,减小了对整个磁悬浮控制力矩陀螺系统的冲击,从而大大提高了陀螺力矩的输出精度。

 图8无软件补偿时的绕组电流波形图(25 000 r/min)

 图9有软件补偿时的绕组波形图(25 000 r/min)

5  结  论

   通过建立换相滞后的模型,提出了一种软件超前换相方法,能够准确地补偿换相滞后角,有效地抑制了由换相滞后引起的端电压过零而导致的绕组反向导通前的正向续流和端电压超过供电电压而引起的绕组正向导通前的反向续流,同时抑制了非导通相续流引起的导通相关断前绕组电流尖峰,提高了电机效率,抑制了电机转矩脉动,减小了电机对磁悬浮控制力矩陀螺系统的冲击,从而大大提高了陀螺力矩的输出精度,并通过实验验证了该方法的正确性和有效性。

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