北京永光高特微电机有限公司
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IPM在无刷直流电动机控制器中的应用

来源:北京永光高特微电机有限公司作者:李利网址:http://www.yggtwdj.cn浏览数:4517

摘要:为缩短主功率电路的设计周期,提高可靠性,提出了一种基于IPM的270 V、10 kW无刷直流电动机控制器设计方法,并采用新型PWM一轮斩,从而简化了主功率电路及驱动设计过程,很大程度上减弱主功率电路分布参数对其安全运行的威胁,并且轮斩使得功率驱动可靠复位,功率器件发热均匀,母线电压无泵升。通过负载试验和波形测试,验证了设计的可行性。

1主功率及驱动电路设计方案

   本项目控制器基本指标为270 V、50 A。为缩短控制器研制周期,提高可靠性,采用IPM设计主功率电路。IPM的电压等级通常为600 V和1 200V;1 200 V对应于3相380 V交流输入;600V对应单相220 V交流输人;电流选择通常为额定电流的两倍。本项目中选取IPM型号为PMl50CLA060。基本参数为耐压600 V、最大工作电流150 A;主功率元件为第五代ICBT(CSTBT)芯片

   IPM分6单元和7单元。7单元所多出来的1只IGBT用于防止母线电压泵升过高,泻放母线电容电荷。选用6单元还是7单元取决于续流回路。如果续流电流回馈至母线电容,应选择7单元;如若续流电流只流经续流二极管、IGBT和电机绕组,则选用6单元即可。本项目控制对象为无刷直流电动机(BLDCM),两管导通,PWM斩波方式为轮斩,因而选用6单元。

   在IPM中,6单元结构相同;图1为一个单元结构图。它是将IGBT及其驱动IC做在一起,从控制端来看,需要一组电源(Vcc和Gnd,+15 V),控制输入信号(In)和故障输出信号(Fo,OC门输出)。图中R2为报警输出限流电阻,OT为过热检测,R2为电流检测电阻;驱动IC通过检测Si端的电压,来检测流过IGBT的电流。由于IPM将功率

元件和驱动IC做成一体,并且有6个单元,组建成三相全桥结构,而且BLDCM也是三相星型结构,两者匹配。

    图l IPM内部单元结构图

2 PWM斩波方式设计

   BLDCM两相导通常用的PWM斩波方式有5种:1)上下受同一PWM控制;2)上斩下不斩;3)上不斩下斩;4)导通管前60°电角度常通。后60°电角度斩波;5)导通管后60°电角度常通,前60°电角度斩波。前3种斩波方式比较常用。第一种存在明显泵升,故第2)、3)使用更为普遍,但存在两个问题,一是上下管发热不均衡,二是对于驱动故障(上电欠压、起动过流)不能自动复位,特别是对于IR2130、IR2110等,表现为上电后电机不转,手转动电机后才能起动。第4)、5)种虽然克服功率元件发热不均问题,但同样不易克服驱动故障复位问题,同时实现起来困难。

   本文中提出一种新的斩波方式,称之为轮斩。测试波形如图2所示。图中波形l和2分别对应上管和下管PWM信号。以这种斩波方式,在某一个PWM周期T中,上管斩波,下管常通;在接下来的一个周期中,上管常通,下管斩波。依次交替循环。实现轮斩的方法可能较多,目前已实现的方法有两种:一是在逻辑电路中,用PWM发生器SG3525发出的两路互补PWM信号经逻辑门电路合成;二是在数字电路DSP+CPLD中,DSP发出一路PWM信

号,经CPLD软分解、合成产生两路。PWM。

   图2上下管PWM轮斩测试渡彤

3 IPM接口电路设计

   对于三相全桥功率驱动需要4路电源:3个上管各用一路(自举或独立电源),3个下管公用一路驱动电源(由于它们的发射极E是接在一起的)。本例中IPM需要4路隔离的+15 V电源,上3管不能选用自举供电。电源容量要求是上3管一样,同为lO mA,下3管公用一路,为25 mA。实际项目中选择了4个24 V/15 V、100mA的DC/DC。

   控制信号及报警输出接口电路图3所示。图中所示为1个单元接口图。本IPM有6个单元,接口电路同图3,只不过下桥臂3个单元公用一路控制电源,并且3个F0端内部连接在一起,对外只有一个F0端,加上上3管的故障输出Fo,共有4路F0输出。R1的作用是报警时F0低电平(OC门输出),限制流人F0端的电流。

   IPM接口电路中主要器件是两只光耦,即U1和U2,U1用来将IPM报警信号输出的,没有频率要求,因而选用低速光耦PC817即可;U2是PWM信号隔离通道,要保证一定的频带。由于控制信号频率较高(10 kHz左右),因而光耦要选择高速、高共模比光耦。本系列IPM要求控制输入光耦的高、低电平响应延时tp、tp<0.8μs,CMR>

10 kv/μs。常用满足要求的有两种:Agilent的HCPLA504和Toshiba的TLP759(IGM),我们选用的是HCPL4504。其tpHL_、tPLH<0.4μs,CMR>15 kV/μs,在应用中应注意以下几点:(1)7脚和8脚短接;(2)由于电流传输比较低(约32%),为保证输出端饱和输出3 mA(提拉电阻R约l mA,以及IPM输出2 mA),原边电流应在lO mA以上。

本设计中原边电流约15 mA。(3)输出端到IPM引脚引线距离尽量小于2cm(防止噪声误动作)。

    图3 IPM单元接口电路

 控制输入、光耦输入端设计看似简单,实际也很有讲究。常说光耦是隔离器件,在低频电路中可以这样认为,但在高频电路中会有所变化。这是由于光耦原副边存在寄生电容,如图4中的C1。当下管在高频通断中,该桥臂上管光耦输出地的电压(相对母线地)在O V一270 V之间随着PWM同频变化。在这样的dV/dt下,会有脉冲电流如图4中粗线所示。这样会导致上管误导通,从而产生桥臂直通。因而光耦原边采用OC门设计是不安全的。

    图4光耦误导通机理

   为避免由于寄生电容和dV/dt带来的误导通问题,解决的方法一是减小光耦原、副边寄生电容,特别在布线时,原、副边尽可能远。二是使得光耦原边在关断期间二极管两端阻抗尽可能小。本设计采用光耦电路如图5所示。当光耦原边关断时,三极管Q1导通,此时由于寄生电容C1和dV/出产生的电流不会经过光耦原边二极管,也就不

会产生误导通。

   总结IPM接口电路设计,应注意的有两点:一是光耦周边电路设计要合理,避免控制信号不能传递或误导通;二是光耦应和IPM控制端子尽可能近,要求≤2 cm,如何做到?只能将光耦接口电路做成接口板,板上焊有IPM专用插座,直接插在IPM控制信号端子上。

   图5光耦周边采用电路

4负载实验和波形测试

   控制器在设计、制作完成后,进行了负载实验。BLDCM以满占空比、三相六状态运行。由于电机功率较大,故加载采用对拖方式:由BLDCM拖动一直流电机,直流电机绕组并上功率电阻箱。BLDCM转动后通过调节直流电机励磁来实现调节BLDCM的负载。波型测试由电机综合测试仪WT3000来检测、记录。

   纵坐标标尺说明:以图6U1(线电压)为例,顶端指示450 V指的是从0位到顶端满共450 V,不是一格450 V。所以图6上半部分一格电压为112.5 V。横坐标标尺表示满共(10格)10 ms。

   从图6中可看出相绕组电流(由于星型接法,也就是线电流)每通电120°后停止60°,而且在120°通电区间,有一次换相,电流波形左右对称。

图7中数据记录按两表法接线测量。Element|(A相)、Element2(B相)以及Element3(母线)3列数据中,电压和电流是实测值,其余为计算值,所有数据均为有效值。从Element3可看出目线电压为269 V,母线电流为54.5 A。线电流波形清晰,没有误导通或缺导通现象。

 图6空载线电压、线电流波形图

    图7 10%过载数据记录及线电流波形图

5结语

   通过负载实验,验证了本文基于IPM设计的主功率电路的可行性,为快速设计中、大功率BLDCM控制器提供了可能;同时文中提出了一种新型斩波方式一轮斩,使得功率器件发热均衡、无泵升以及驱动电路故障可靠复位。

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